混合波束賦形技術(shù)在4G通信系統(tǒng)中的性能研究范文

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摘要：

首先對(duì)常見的4G無線通信系統(tǒng)，描述了混合型的波束賦形算法，混合波束賦形技術(shù)是介于長(zhǎng)期和短期波束賦形之間，最佳接近于Nrx＝1。對(duì)于任意一個(gè)終端而言，每個(gè)RB的瞬時(shí)信道類似于單層波束賦形中的情況，一個(gè)特征值分解能夠應(yīng)用于瞬時(shí)或平均信道相關(guān)矩陣。波束賦形傳輸也能夠沿著信道最強(qiáng)的方向傳輸所有可獲得的功率（通過相關(guān)矩陣的顯性特征向量可實(shí)現(xiàn)）。接著對(duì)混合波束賦形技術(shù)做了一個(gè)軟件設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)方案，包含上行鏈路的SRS合路器和下行鏈路的物理層設(shè)計(jì)。最后，對(duì)于不同的算法性能指標(biāo)給出了詳細(xì)的仿真，得到了一些技術(shù)結(jié)論。

關(guān)鍵詞：

基于特征值的波束賦形；雙極化天線；合路器；信道實(shí)現(xiàn)；移動(dòng)速度；鏈路層性能

1引言

在4g無線通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中，所采用的MIMO技術(shù)主要包括波束賦形、空分復(fù)用、發(fā)送分集等。其中基于終端參考信號(hào)的波束賦形技術(shù)能夠利用4G無線通信系統(tǒng)中上下行信道的互易性，針對(duì)單一的用戶終端進(jìn)行動(dòng)態(tài)的波束賦形，以至有效地提高傳輸效率和增強(qiáng)邊際覆蓋的性能。混合波束賦形具有4×4低速率EVD、粗頻率分辨和2×2高速EVD、細(xì)頻率分辨的特點(diǎn)，它也可以取代2×2EVD的需求（具有PMI返回使用2個(gè)發(fā)射碼）。此外，盡管它有利于具有小間距的ULA，但是它仍然是針對(duì)小間距的quad－X量身定做的［1］。大多數(shù)基于特征值的混合波束賦形技術(shù)是基于奇異值分解。混合波束賦形通常具有±45°傾斜的quad－X，例如，每個(gè)極化組具有4天線元素間距。Quad－X的信道矩陣可以被表示為空間相關(guān)矩陣Hs（單極化天線）和偏振相關(guān)矩陣X（共存天線）的Kronecker產(chǎn)品，例如，混合波束賦形能夠設(shè)計(jì)瞬時(shí)信道估計(jì)H到特征子空間。在這種狀況下，兩個(gè)權(quán)重因子也可以是同時(shí)獲得的［2］。

2算法概述

2．1單一的長(zhǎng)期波束賦形算法

因?yàn)榛拘枰@取來自上行參考信號(hào)的下行CSI先驗(yàn)信息，為了實(shí)現(xiàn)特征值波束賦形，信道互易性也是被強(qiáng)制的。如果雙極化天線陣列被用在基站上，將體現(xiàn)為交叉極化4＋4陣列，將天線陣列分成兩組，4個(gè)共同極化元素（1、2、3、4）和（5、6、7、8）。由于小天線間距和具有不同偏振的元素幾乎是完全不相關(guān)的，這將導(dǎo)致大量的共同極化元素具有相關(guān)性。可以進(jìn)一步假設(shè)兩個(gè)偏振態(tài)具有相同的空間信道協(xié)方差矩陣，所以可以在兩個(gè)極化組進(jìn)行取值平均，如下式所示：作為結(jié)果，平均空間協(xié)方差矩陣的主要特征向量是4×1向量。為了獲得一個(gè)8×1波束賦形向量，能夠隨機(jī)地通過一個(gè)單一的2×1向量進(jìn)行預(yù)編碼出一個(gè)4×1顯性特征向量。單一的2×1向量可以從以下公式中進(jìn)行選擇。所以對(duì)于第i個(gè)PRB值，ai（）＝Vi，i≤K（ai（）＝V（i－1）modK＋1）相當(dāng)。否則，可以選擇固定K1＝16和K2＝4子帶的單一長(zhǎng)期波束賦形矢量也可以通過以下式子計(jì)算得到［4］：

2．2混合波束賦形算法

類似于單一的長(zhǎng)期波束賦形，混合波束賦形算法也是基于雙極化天線陣列，并且混合波束賦形的權(quán)重因子也能被一個(gè)2×1向量和4×1的向量Knonecker產(chǎn)品所代表。唯一的區(qū)別是混合波束賦形的2×1矢量并不能夠被單一向量隨機(jī)選擇，但是能被瞬時(shí)信道狀態(tài)信息計(jì)算［3］。在以上公式中，對(duì)于當(dāng)前的子幀，hi，1、hi，2是兩個(gè)極化組的信道向量。U0是長(zhǎng)期平均信道協(xié)方差矩陣的原則向量。因此，子帶混合波束賦形矢量也可以被計(jì)算為另外也能從子空間正交規(guī)劃派生出混合波束賦形。假設(shè)不同偏振態(tài)是幾乎不相關(guān)，對(duì)于每個(gè)獨(dú)立的偏振，可以規(guī)劃瞬時(shí)信道到其信號(hào)子空間。信號(hào)子空間能被定義為非零特征值所對(duì)應(yīng)特征向量，即：正交規(guī)劃的目的是消除來自瞬時(shí)信道信息的噪聲（由于非理想估計(jì)），為了降低復(fù)雜性，只能選擇最強(qiáng)的顯性特征向量作為信號(hào)子空間，那么這個(gè)方法也類似于前面的Knonecker產(chǎn)品［6］。

3軟件方案設(shè)計(jì)

為了更新單一的長(zhǎng)期波束賦形，混合波束賦形技術(shù)中要求SRS合路器計(jì)算和報(bào)告4×4協(xié)方差矩陣到數(shù)據(jù)鏈路層，其中數(shù)據(jù)鏈路層將只做4×4分解，留下Knonecker產(chǎn)品到下行物理層去做處理。

3．1上行鏈路

SRS合成器設(shè)計(jì)關(guān)于相關(guān)矩陣計(jì)算，混合波束賦形的權(quán)重對(duì)于每個(gè)UE的PRB值都是均等的。它的權(quán)重計(jì)算如下：假設(shè)在PRB中，被估計(jì)的信道向量各自在兩個(gè)極化天線組合中被分開描述為hi，1，hi，2，那么在當(dāng)前子幀n上空間信道協(xié)方差是能夠被所有使用偽隨機(jī)位序列的兩個(gè)極化天線元素所計(jì)算得到的，對(duì)于混合波束賦形的權(quán)重計(jì)算，Wi＝1．414＊Si／∑8i＝1S槡i，Si是SRS接收機(jī)發(fā)送的一個(gè)值，這是在SRS減損和接收機(jī)校準(zhǔn)補(bǔ)償后介于4個(gè)PRB之間的平均值，它在一組PRB中的4個(gè)PRB權(quán)重中有同樣的值。對(duì)于混合波束賦形的權(quán)重老化，SRS合路器將對(duì)每個(gè)UE的每個(gè)子幀中的PRB檢查它的波束賦形的老化，如果老化程度大于門限值（15是默認(rèn)值），那么SRS將標(biāo)記波束賦形的權(quán)重值為無效。上行SRS合路器也將發(fā)送消息到數(shù)據(jù)鏈路層，其中必須包括字段SSrsU－eReceiveRespU，它的協(xié)方差矩陣是4×4［7］。

3．2下行鏈路的物理層設(shè)計(jì)

SRS帶寬并不涵蓋所有的PRB，也就是意味著不是每個(gè)PRB都能得到一個(gè)混合波束賦形的權(quán)重，一個(gè)快速的解決方案是對(duì)那些沒有混合波束賦形權(quán)重的PRB，讓它們用長(zhǎng)期波束賦形來進(jìn)行代替。不同的波束賦形技術(shù)對(duì)于在Core1中的存儲(chǔ)方式也不盡相同［8］。對(duì)于在Core1上的單一長(zhǎng)期波束賦形，存貯a（i）到本地的緩沖區(qū)，緩沖區(qū)的大小是2個(gè)字節(jié)，總計(jì)需要2×64×4＝512字節(jié)。在下行物理層core1中，可以使最終權(quán)重表達(dá)式為如下方程＝a（k）U＊0，k＝imod64，i＝1，2，NPRB（8）對(duì)于在Core1中的混合波束賦形，下行物理層將直接讀取來自上行物理層的混合波束賦形的權(quán)重值，對(duì)于那些沒有標(biāo)記權(quán)重值和沒有混合波束賦形的PRB值，那么也可以用單一的長(zhǎng)期波束賦形來代替。對(duì)于其他的PRB值，需要首先計(jì)算下列的方程式

4性能仿真和分析

對(duì)于混合波束賦形的可行性算法迭代仿真研究，假定它是一個(gè)單用戶，且具有以下條件：在低速移動(dòng)下，只有PDSCH信道，沒有PBCH信號(hào)，沒有控制信道和同步信號(hào)。在這個(gè)基準(zhǔn)前提下，使用單發(fā)單收的SISO模型和單發(fā)雙收的SIMO模型（MRC）進(jìn)行仿真假設(shè)［10］。如上節(jié)所提到的，混合波束賦形的延遲擴(kuò)展和角度傳播應(yīng)當(dāng)服從一些其他類型的隨機(jī)分布，其中的RMS值應(yīng)當(dāng)是修復(fù)值。但對(duì)于每條下降曲線，信道實(shí)現(xiàn)卻是隨機(jī)值且與邊界種子相關(guān)，如圖1所示，每個(gè)點(diǎn)是每一個(gè)下降曲線的值（不同的邊界種子），整條曲線代表了平均性能。從圖中可以得出結(jié)論，具有不同邊界種子的曲線，混合波束賦形具有完全不同的性能。因此為了避免邊界種子的影響，需要運(yùn)行多條曲線來得到性能平均值［9］。

4．1不同角度傳播下混合波束賦形性能

首先，仿真實(shí)驗(yàn)離線地選擇一些具有角度5°和15°邊界種子來建立種子池。接著，對(duì)于每條下降曲線，它從種子池獲取具有各自角度5°和15°的邊界種子。如圖2所示，可以得出結(jié)論，混合波束賦形技術(shù)能在具有兩根接收天線的UE上提供5～7．3dB的增益，在具有一根接收天線的UE上提供7．5～10．7dB的增益。對(duì)于SRS的噪聲干擾，在具有兩根接收天線的UE上，混合波束賦形技術(shù)幾乎沒有任何損耗。但在具有一根接收天線的UE上對(duì)于SRS的噪聲干擾，卻是極其敏感并且衰減量很大。相對(duì)而言，混合波束賦形在小角度范圍的傳播上比其他類別的波束賦形技術(shù)有更好的性能。

4．2不同移動(dòng)速度下混合波束賦形的性能

如圖3所示，相對(duì)于短期波束賦形而言，混合波束賦形在UE的低速移動(dòng)中是性能指標(biāo)更加優(yōu)越。但在120km／h的大移動(dòng)速度上，它的性能指標(biāo)比3km／h的低速SIMO更加優(yōu)越。對(duì)于3km／h速度的靜態(tài)信道，短期波束賦形是最好的選擇，但是當(dāng)速度達(dá)到30km／h時(shí)，必須回退到TxDiv模式。當(dāng)考慮普通30km／h的速度和SRS躍變時(shí)，在波束賦形類別中，長(zhǎng)期波束賦形具有最壞的性能指標(biāo)，而混合波束賦形是最優(yōu)化的解決方案。當(dāng)SRS躍變時(shí)，由于遭到來自SRS信道不平衡所引起的干擾，8根發(fā)送天線的波束賦形性能比4根發(fā)送天線的波束賦形性能要差。與帶寬相比，沒有高性能損耗的最小SRS帶寬是12個(gè)PRB。

5結(jié)論

通過實(shí)驗(yàn)仿真分析，結(jié)合短期和長(zhǎng)期波束賦形，可以達(dá)到最優(yōu)的具有整體最佳性能的混合波束賦形，它能實(shí)時(shí)地根據(jù)信道條件自適應(yīng)的在短期和長(zhǎng)期波束賦形中進(jìn)行切換。如果終端側(cè)的天線開關(guān)沒有開啟，智能的波束賦形算法和混合波束賦形算法都是相對(duì)較好的雙層波束賦形算法。在低移動(dòng)速度情況下，智能的波束賦形算法更是最佳的選擇。隨著移動(dòng)速度的增加，混合波束賦形算法性能將逐漸超越智能波束賦形算法。在SRS躍變中，對(duì)于不同的PRB值，權(quán)重因子在兩個(gè)流之間的切換將明顯有助于改善性能。

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作者：徐嘯濤 陳麗琴 周巧軍 單位：浙江機(jī)電職業(yè)技術(shù)學(xué)院 諾基亞通信技術(shù)有限公司浙江分公司