橋式射頻電源中三次諧波諧振電路的應用范文

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《電源學報》2016年第5期

摘要：

在橋式射頻電源中接入三次諧波諧振電路，用于改善MOSFET的快速開關狀態。通過在橋式逆變器的交流端連接三次諧波諧振電路，將三次類正弦波電流疊加于正弦負載電流上，從而實現對MOSFET輸出電容的快速充電或放電，使MOSFET適用于更高的工作頻率。對2MHz/2kW射頻電源進行仿真，分析結果表明：接入三次諧波諧振電路不僅減少了MOSFET的換向時間，而且降低了MOSFET的開關損耗；同時，分析了死區和三次諧波諧振電路品質因數對電路的影響，驗證了三次諧波諧振電路的可行性和有效性。

關鍵詞：

射頻電源；三次諧波諧振電路；系統仿真；MOSFET

引言1

近年，射頻電源隨著電力電子技術的發展而迅速發展起來，其應用領域已拓展到半導體、工業鍍膜及醫療等各個方面[1-4]。射頻電源主要分為電子管射頻電源和固態射頻電源。相較于電子管射頻電源，固態射頻電源具有體積小、重量輕、利于整機小型化、工作電壓低、耐沖擊振動和壽命長等優點，但其穩定性和抗輻射性差，且輸出功率低(不高于10kW)，一般應用于低功率場合。另一方面，固態射頻電源容易實現對射頻電源的數字化控制[5]，提高負載匹配的效率。在固態射頻電源領域，本文提出了一種改善橋式射頻電源高頻特性的方法。其特點是，通過在橋式逆變器的交流終端連接一個三次諧波諧振電路，實現對MOSFET輸出電容的快速充電或放電。減少橋臂MOSFET及其體二極管關斷時的換向時間，使其最小換向時間短至MOSFET的上升或下降時間，同時提高逆變器的輸出功率因數。對2MHz/2kW射頻電源進行仿真試驗結果分析，驗證了三次諧波諧振電路在橋式射頻電源中的可行性和有效性。

1全橋串聯諧振逆變器工作原理

1.1工作模態

全橋串聯諧振逆變器的基本電路架構如圖1所示，為了方便分析，將四個開關管漏源極間的寄生電容、寄生二極管分別標出，或者在四個橋臂上的開關管漏源極間分別并聯一個無損電容器，其中C1=C2=C3=C4(當沒有并聯無損吸收電容時，由于MOSFET器件內部輸出電容Coss的存在，開關管漏源極間電容并不為零)。在感性負載條件下，開關頻率f0應略高于串聯諧振頻率f，輸出電流io的相位滯后于輸出電壓Vo。其工作模態如圖2所示。模態(a)：電流換向之前，即開通開關管Q1和Q4之前，電流如圖2(f)反向流動，通過內部反并聯寄生二極管D1和D4續流。在t0時刻開關管Q1和Q4開通，其漏源極間電壓為零，即達到ZVS開通，諧振電容C上的電壓為左負右正。當開關管Q1和Q4處于導通態時，負載電流從左向右流，此時開關管的輸出電容C1和C4上的電壓為零，而C2和C3的電壓為直流母線電壓Vdc。之后，諧振電容C經歷了一個先放電再充電的過程。模態(b)：在t1時刻，開關管Q1和Q4截止，串聯諧振回路中的電流開始準備換向。換向時，負載電流以io/2對已關斷開關管Q1和Q4的輸出電容C1和C4充電，同時對將要開通的開關管Q2和Q3的輸出電容C2和C3放電。當C1和C4的電壓充電至直流母線電壓Vdc，此時C2和C3上的電壓基本放電到零，在其完全放電后模態(b)結束。模態(c)：在t2時刻，C1和C4的電壓上升到直流母線電壓Vdc，C2和C3上的電壓下降到零，內部反并聯寄生二極管D2和D3開始工作在續流狀態，電流依然從左向右流動。在續流結束后串聯諧振回路電流開始換向，開關管Q2和Q3導通，其柵極驅動信號在電流換向之前(電流過零點之前)已經到達，即實現了ZVS開通。電流過零點后，模態(c)結束。這說明串聯諧振回路在電流換向的過程中需要對開關管的輸出電容進行放電處理。整個模態(c)都開通開關管Q2和Q3，如果在電流過零點(也就是模態(c)結束時刻)開通開關管Q2和Q3，那么此時開關管的漏源極間電壓和流過開關管的電流皆為零。當開關管Q2和Q3導通后，串聯諧振回路電流反向，諧振電容C開始放電，電壓下降。當諧振電容C放電完成后，開始反向充電，其兩端電壓反向增加。模態(d)、(e)、(f)的過程與模態(a)、(b)、(c)的基本過程類似，只是串聯諧振回路電流方向相反，在此不再贅述。

1.2死區時間

在全橋串聯諧振逆變器中，上下橋臂開關管的控制信號，除反相之外，應特別在二者換相的時候加上一段死區(DeadTime)，使得兩個開關管有一段時間均不導通，以避免同橋臂上、下開關管同時導通，元件因電流過大而損壞。而這段死區亦是開關管進行ZVS切換的轉換時間，在這段時間中利用電路寄生元件，如變壓器的漏感和功率開關管的寄生電容形成諧振電路，使得開關管在導通前處于零電壓狀態，實現無損換流。因此，轉換時間必須依據ZVS切換條件的要求，事先計算來決定其長度。全橋串聯諧振逆變器的串聯諧振回路輸出電流與開關管漏源極間電壓波形如圖3所示，其中橫軸的標號為開關模態和開關的時間。假定io在t0時改變方向，即模態(c)結束的時刻，圖中I1表示io的有效值，則io可表示為：itIosin21(1)在t=-toff時，關斷Q1和Q4，則C2和C3向C1和C4放電，當C2和C3充至直流母線電壓Vdc，即t=-ton時，寄生二極管D2和D3開始導通續流。由于在換向期間，圖2(b)，有一半的負載電流io/2流過Q4的輸出電容，此時Q4的漏源極間電壓vDS4可表示為：142coscos21ICttdtiCvossoffttoossDSoff(2)其中Coss為功率開關管的輸出電容。由式(2)可知，在t0時，vDS4有一個峰值，而這個峰值與與截止超前時間toff有關。為避免輸出電容放電電流直接流入開關管，在t0之前，vDS4必須達到Vdc，即存在一個最小關斷時間Toff-min[6]：11min21cos1IVCTdcossoff(3)Q1和Q4在t=-Toff-min時關斷以及Q2和Q3在t0時導通，開關管和續流二極管均處于ZVS狀態，而不會形成短路。在換流期間無二極管導通，即續流二極管無反向恢復電流。在實際應用中，由于每個MOSFET的寄生輸出電容不相同，很難對每個MOSFET的關斷時間toff進行調整。可以通過在各MOSFET漏源極間并聯一個無損吸收電容調整其關斷時間，但是這樣會由于緩沖電容的增加導致逆變電路串聯諧振回路的功率因數下降[7]。在設計中需要綜合考慮以上因素，根據所選器件的不同特性對緩沖電容進行合適的設置[7]。

2三次諧波諧振電路

2.1三次諧波諧振電路工作原理

為改善電壓型串聯諧振逆變器的高頻特性，本固態射頻電源采用三次諧波諧振電路[8]。其特點是，通過在逆變器的交流終端連接一個三次諧波諧振電路，實現對開關管輸出電容的快速放電或充電，減少開關管及其寄生二極管關斷時的換向時間，提高逆變器的輸出功率因數，使其最小換向時間短至開關管的上升或下降時間。全橋三次諧波諧振逆變電路架構如圖4所示，其中L3和C3組成三次諧波諧振電路，T為匹配變壓器，C、L和R組成串聯諧振負載電路。接入三次諧波諧振電路的目的是將三次諧波電流疊加在基波負載諧振電流上實現對輸出電容的快速充/放電，從而實現各開關管工作于無浪涌電壓或尖峰電流的高速開關模式。接入三次諧波諧振電路后電壓和電流波形如圖5所示。其中，v1和v3分別為逆變器輸出電壓vo的基波和三次諧波電壓分量。若將每個開關管的上升和下降時間以及換向時間考慮進去，vo則是一個類梯形波。由于開關管的上升和下降時間以及換向時間對輸出電壓的基波和三次諧波分量影響很小，因此可近似將v1和v3分別等于逆變器輸出為方波電壓時的基波和三次諧波分量，如圖5所示。通過上面的假設可以得到以下公式：tVvdcsin2221(4)tVvdc3sin32223(5)最快的dv/dt是在輸出電壓過零處使三次諧波諧振電流達到峰值，這需要在v3和i3之間產生90°相移。在圖5定義的vo下，三次諧波諧振分量v3與v1同相位。忽略三次諧波諧振電路阻抗，則三次諧波諧振電流i3如下：tCLVidc3cos)313(3222333(6)其中，公式(6)中的三次諧波諧振電容阻抗可以忽略，因為主諧振電路具有足夠高的三次諧波諧振頻率阻抗。三次諧波諧振電流i3滯后90°于三次諧波電壓v3，即i3在v3過零電壓處達到峰值。如圖5所示，逆變器輸出電流io因疊加了三次諧波諧振電流i3而呈準梯形波。在換向期間由于io大于負載諧振電流iL，從而可以實現對輸出電容快速充電和放電。三次諧波諧振電流i3增加了io在換向期間的電流值而并未增加其峰值，因為i3的峰值出現在過零電壓處。因此，三次諧波諧振電流i3頻率應調整在一個略低于三倍工作頻率處。這樣，三次諧波諧振電路才會形成三次諧波諧振電流滯后90°相位于電壓的感性阻抗。

2.2三次諧波諧振電路設計

如圖4所示的全橋三次諧波諧振逆變器，該逆變器的輸出電流io是負載諧振電流iL和三次諧波諧振電流i3的總和，如下式：it3cos2)sin(2tII31o（7)此處，I1和I3分別是負載諧振電流iL和三次諧波諧振電流i3的有效值，是v1和iL之間的相位差，所以cos即為逆變器的輸出功率因數。逆變器的輸出電流io需要在換向期間內完成對上下橋臂的輸出電容Coss和吸收電容CS的充電或放電，該過程可由下式表示：QCdtiVCossCodcS22)(22(8)QC為存儲于Coss和CS中的電荷。據此，三次諧波諧振電流I3的幅值由下式決定：23sin2cos2cos223113IIQIC(9)為了在負載諧振電流iL為零的瞬間完成換向，換向時間必須設定為2，于是I3可重寫為：23sincos223113IIQIC(10)將(10)式代入(6)式，可得在三次諧波諧振頻率處諧振電路阻抗為：3333322313IVCLZdc(11)必須在L3引起的壓降和流入C3的引導電流的折中和權衡下選取最優的C3和L3值，即選擇合適的三次諧波諧振電路品質因數Q3。如果Q3取得過小，導致逆變器的輸出功率因數減少。相反，如果Q3取得過小，就會在基波頻率處引起不可忽視的壓降。串聯諧振負載電路的諧振頻率為2.1MHz，額定諧振電流有效值為7.2A，逆變器直流母線電壓Vdc為310V，選用的MOSFET器件為IXFT20N60Q。在每個MOSFET漏源極間并聯了一個容量CS=470pF的無損吸收電容，則儲存于MOSFET輸出電容和吸收電容中的電荷為：CVCCQodcSssC15.0)((12)換向時間應大于所用MOSFET器件上升和下降時間，如果換向時間太短將導致開關損耗增加，因為負載諧振電流在換向期間也流過MOSFET。因此，換向時間設置為等于試驗所用MOSFET器件的下降時間，即nstf40。由式(10)可得，三次諧波諧振電流有效幅值等于3.7A。則三次諧波諧振電路諧振電感L3和電容C3設計為Z3=25Ω。在(10)式中假設2，則逆變器輸出功率因數97.0cos。考慮匹配變壓器匝比后三次諧波諧振電路和負載諧振電路的等效電路如圖6所示。負載諧振電路等效電感LLLnL2'，等效電容2'CnCLL，n為匹配變壓器匝比。由于勵磁電流在高達2MHz的工作頻率下太小了，因而可以忽略圖6中匹配變壓器的勵磁電感。匹配變壓器的漏感低于等效電感LL'也可忽略。3L3Cc'LL'LC12.H170pF240pF80H70pF圖6三次諧波諧振電路等效電路Fig.6Equivalentcircuitofthethird-orderresonantcircuit逆變器橋臂和匹配變壓器之間存在線電感l=0.3μH，匹配變壓器初級繞組存在寄生電容c=240pF。考慮線電感和寄生電容后，三次諧波諧振電感應為L3=2.1μH，三次諧波諧振電容應為C3=170pF，則其三次諧波諧振頻率為5.1MHz，三次諧波諧振電路阻抗為：26659131333CL(13)由此可得，流入三次諧波諧振電容的引導電流為：2212656.0101701022310A(14)該值小于負載諧振電流的十分之一。由于三次諧波諧振電感L3只有負載諧振等效電感的2%，因而由L3引起的電壓降可以忽略。

3仿真和試驗分析

（1）接入三次諧波諧振電路對系統電路的影響

全橋三次諧波諧振電路逆變器主電路仿真原理圖如圖7所示，圖中已將串聯諧振負載電路等效至匹配變壓器初級，三次諧波諧振電路由L6和C6組成，連接于橋臂輸出和匹配變壓器之間。仿真時用310V直流電源代替220V交流整流濾波后的直流電壓。柵極驅動信號與MOSFET之間的寄生電感分別用L1、L2、L3和L4代替，柵源極間寄生電容和ESR分別用C9、R9和C10、R10以及C11、R11和C12、R12代替，旁路電容和母線直流電感都加入有效串聯電阻，使仿真參數更接近實驗中的真實參數，提高仿真真實度。兩路觸發脈沖頻率f=2MHz，脈寬PW=200ns，相位相差180°的PWM控制信號分別驅動MOSFET開關管Q1-Q4。其仿真波形圖如下所示，其中，圖8(a)為未接入三次諧波諧振電路橋臂輸出電壓和電流波形圖；圖8(b)為接入三次諧波諧振電路橋臂輸出電壓和電流波形圖。由圖8(a)可知，未接入三次諧波諧振電路時，橋臂開關管的Vds上升或下降時間大約是44ns，且在換向開始時最大輸出電流約為Io=4A；由圖8(b)可知，接入三次諧波諧振電路時，橋臂開關管的Vds上升或下降時間大約是24ns，且在換向開始時最大輸出電流約為Io=7.1A，其輸出電流滯后輸出電壓34ns，則輸出功率因數為0.9；通過比較分析可知，接入三次諧波諧振電路后，提高了換向期間橋臂的輸出電流Io，從而能夠對橋臂開關管的輸出電容Coss進行快速地充電或放電，使橋臂開關管的Vds上升或下降時間縮短至未接入三次諧波諧振電路時的一半，改善開關管的工作環境，使其適用于更高的工作頻率場合。

（2）死區對系統電路的影響

在圖7所示的全橋三次諧波諧振逆變器主電路仿真原理圖中，設置驅動信號脈寬PW=210ns，即死區時間設為40ns，仿真得到Q1柵源和漏源極間電壓波形及其開關損耗波形如圖9(b)所示。再將驅動信號脈寬設置為PW=185ns，即死區時間設為65ns，仿真得到Q1柵源和漏源極間電壓波形及其開關損耗波形如圖9(c)所示。比較分析圖9(a)、圖9(b)和圖9(c)可知，死區時間為40ns與死區時間為50ns的波形相比，前者的開關瞬時損耗較大，容易造成開關管損壞，但其開通損耗有所減少；而死區時間為65ns與死區時間為50ns的波形相比，兩者的開關損耗幾乎不變；但如果死區時間過大，則會導致開關管漏源極間電壓波形畸變，增加開關損耗，如圖9(d)所示，其死區時間為100ns。由此可知，設置合適的死區時間對降低開關管的開關損耗和確保其工作在安全區很有必要。

（3）三次諧波諧振電路品質因數對電路的影響

在圖7所示的全橋三次諧波諧振逆變器主電路仿真原理圖中，改變三次諧波諧振電路的參數值，即改變其品質因數Q3，不同參數下的仿真波形分別如圖10(a)、(b)和圖11所示。比較分析圖10(a)、(b)可知，Q3過大(圖10(b))，引起負載電壓降低，與(a)比較負載電壓大約下降23V。Q3過小(圖11)，提升了全橋三次諧波諧振逆變器輸出功率因數，其功率因數約為0.93；但是與圖9(a)比較可知，其開關管的開關損耗增加。綜合以上三方面的仿真結果分析，我們可以知道設計的三次諧波諧振電路最終參數為：三次諧波諧振電感L3=3.1μH，三次諧波諧振電容C3=410pF，負載諧振電感L=0.9μH，負載諧振電容C=7000pF。

4結論

本文在橋式射頻電源基本拓撲結構的基礎上，接入三次諧波諧振電路以提高逆變器工作頻率，從理論和仿真實驗上討論了三次諧波諧振電路的設計策略和實用性。三次諧波諧振電路用于橋式逆變器中的主要優點如下：（1）仿真實驗結果表明，開關管的漏源電壓Vds上升或下降時間大約是24ns，且無電壓浪涌和電流尖峰；（2）接入三次諧波諧振電路只會導致橋臂輸出電流的均方根值略有增加，約增加0.43A，但不會增加流過MOSFET的電流峰值；（3）在高達2MHz射頻電源仿真實驗中，接入三次諧波諧振電路使得MOSFET開關損耗有所下降，約減少30%的開關損耗。

參考文獻：

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[5]杜榮權,陳樂柱,穆瑜.基于數字控制的MHz頻率單脈沖電源設計[J].電源學報,2014,12(2):101-105.

[6]李敏遠,姜海鵬,都延麗,等.串聯諧振逆變器最佳死區的選擇[J].電力電子技術,2003,37(4):22-24.

[7]袁浩.軸快流CO2激光器2MHz射頻電源的設計與仿真[D].武漢:華中科技大學,2011.

作者:左海彪 饒益花 胡波 陳文光 單位:南華大學電氣工程學院 南華大學數理學院