有源器件端口反射系數測量范文

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1阻抗調配器法的源端口反射系數測量

1.1阻抗調配器法測量信號源端口反射系數基于上述分析搭建實驗測量系統如圖2所示。測量系統中的待測信號源為SMB100A信號源，信號源的最大輸出功率為20dBm左右，頻率上限為3.2GHz，調諧器為MAURY公司1643P型號的調諧器。根據不同頻率和不同位置下的阻抗調配器輸入端反射系數LΓ和插入損耗A(衰減器和阻抗調配器在相應狀態下的級聯衰減量)，阻抗調配器的輸入功率P可由微波功率計檢測得到。若微波功率計檢測的功率為P′，則得到阻抗調配器的輸入功率P與功率計檢測的功率P′之間的關系式。實驗中測量了信號源端口功率輸出分別為10dBm,0dBm時的端口反射系數和相位，如圖3所示。從圖中可以看出信號源在20dBm和10dBm時端口反射系數基本一致，比0dBm和–20dBm時反射系數略高，由于信號源輸出–20dBm時功率較小，功率測量結果不確定度較大，因此計算得到源端口反射系數有幾個點存在上下波動。

1.2阻抗調配器法測量放大器端口反射系數放大器的端口反射系數測量時需要相應的信號源做驅動，整個測量過程與信號源測量過程一致。以TEGAM公司的型號為1727A的放大器作為被測對象，放大器增益為30dB，輸出功率為30dBm,20dBm和10dBm時的端口反射系數與相位的測量結果如圖4所示，當放大器的輸出功率較小時，其端口反射系數相較大功率輸出時更小，這是由于放大器輸出功率較小時輸出端的衰減器降低了端口反射系數。

2基于頻率偏移法的源端口反射系數測量方法

2.1測量原理以信號發生器為被測對象，該方法基于信號發生器的反射系數在相鄰頻率點(如10MHz)保持不變，且VNA具有良好的頻率分辨能力和鄰近信號抑制能力?？梢岳镁W絡分析儀接收機的中頻濾波特性對信號源的輸出進行抑制。被測信號發生器對信號f2的反射信號，在頻率點f2測得的端口反射系數即為信號源輸出頻率為f1時的熱態端口反射系數。上述測量前提是信號端口反射系數在較小的頻率范圍內基本不變。

2.2網絡分析頻率偏移法源端口反射系數測量實驗實驗時應合理選擇信號源輸出功率，信號源輸出功率范圍選擇在-20dBm~10dBm之間，當信號源輸出功率較大時，若其與VNA連接容易造成VNA損壞。在測量過程中，VNA輸出功率范圍選在為–20dBm~–10dBm之間。實驗過程中R&SSMB100A信號源作為被測信號源，使用N5244A網絡分析儀完成相關測量。實驗中測量了信號源端口功率輸出分別為10dBm和0dBm狀態下信號源的端口反射系數，測量結果如圖6所示。

32種測量方法比較

圖7中給出了信號輸出功率為10dBm時2種方法測量結果比較。從測量結果可以看出2種測量方法得到的信號源端口反射系數的趨勢一致，VNA法測得反射系數較調諧器法較小。VNA是選頻器件，在測量端口反射系數時中頻帶寬設置較小，只針對相應的頻率點進行反射系數的測量；基于阻抗調諧器法的源端口反射系數測量時，使用的功率計為非選頻器件，其測得的功率為各頻率點的功率總和，與選頻器件相比，測得的功率偏高，測得反射系數偏大。由于信號源端口反射系數本來就較小，基本保持在–15dB(0.18)以下，當信號源輸出功率為10dBm時，2種測量結果的差值小于0.05；當信號源輸出功率為0dBm時，2種測量結果的差值小于0.06。這2種測量方法各有優缺點，阻抗調配器法適用于源輸出功率較大時源端口反射系數的測量。當源輸出功率較小時，由于還需要經過衰減器，功率計測得功率較小，誤差較大，引起測得反射系數不確定度較大，當源輸出功率小于0dBm時，優選VNA頻率偏移法進行測量，這種方法操作簡單，較容易實現。

4結論

文中分析了2種有源器件的端口反射系數測量方法—阻抗調配器法和VNA頻率偏移法，并應用2種方法完成了對信號源端口反射系數(模值和相位)的測量。2種方法均切實可行，VNA頻率偏移法操作簡單，適用于輸出功率較小時端口反射系數的測量；阻抗調配器法通過3次改變信號源端口的負載反射系數構建方程，得到信號源端口的反射系數。本文為信號源、放大器等有源器件的端口反射系數測量提供一種可行的方法。

作者：張翠翠 王益 王建忠 單位：中國工程物理研究院 計量測試中心